處理電源電壓反轉有幾種眾所周知的方法。最明顯的方法是在電源和負載之間連接一個二極管，但是由于二極管正向電壓的原因，這種做法會產生額外的功耗。
雖然該方法很簡潔，但是二極管在便攜式或備份應用中是不起作用的，因為電池在充電時必須吸收電流，而在不充電時則須供應電流。另一種方法是使用圖1所示的 MOSFET 電路之一。
對于負載側電路而言，這種方法比使用二極管更好，因為電源 (電池) 電壓增強了 MOSFET，因而產生了更少的壓降和實質上更高的電導。該電路的 NMOS 版本比 PMOS 版本更好，因為分立式 NMOS 晶體管導電率更高、成本更低且可用性更好。
在這兩種電路中，MOSFET 都是在電池電壓為正時導通，電池電壓反轉時則斷開連接。MOSFET 的物理“漏極”變成了電源，因為它在 PMOS 版本中是較高的電位，而在 NMOS 版本中則是較低的電位。
由于 MOSFET 在三極管區域中是電對稱的，因此它們在兩個方向上都能很好地傳導電流。采用此方法時，晶體管必須具有高于電池電壓的最大 VGS 和 VDS 額定值。
遺憾的是，這種方法僅對負載側電路有效，無法配合能夠給電池充電的電路工作。電池充電器將產生電源，重新啟用 MOSFET 并重新建立至反向電池的連接。圖2展示了采用 NMOS 版本的一個實例，圖中所示的電池處于故障狀態。
當電池接入時，電池充電器處于閑置狀態，負載和電池充電器與反向電池安全去耦。然而，如果充電器變至運行狀態 (例如：附聯了輸入電源連接器)，則充電器在 NMOS 的柵極和源極之間產生一個電壓，這增強了 NMOS，從而實現電流傳導。這一點在圖3中更形象。
負載和充電器雖與反向電壓隔離，但是起保護作用的 MOSFET 現在面臨的一大問題是功耗過高。在這種情況下，電池充電器變成了一個電池放電器。當電池充電器為 MOSFET 提供了足夠的柵極支持以吸收由充電器輸送的電流時，該電路將達到平衡。
例如，如果一個強大 MOSFET 的 VTH 約為 2V，而且充電器能夠在 2V 電壓下提供電流，則電池充電器輸出電壓將穩定在 2V (MOSFET 的漏極處在 2V + 電池電壓)。
MOSFET 中的功耗為 ICHARGE ? (VTH + VBAT)，因而使 MOSFET 升溫發熱，直到產生的熱量散逸離開印刷電路板。該電路的 PMOS 版本也是一樣。下面將介紹該方法的兩種替代方案，這些替代方案各有優缺點。
一、N 溝道 MOSFET 設計
第一種方案采用一個 NMOS 隔離器件，如圖4所示。該電路的算法是：如果電池電壓超過了電池充電器輸出電壓，則必須停用隔離 MOSFET。
如同上述的 NMOS 方法一樣，在該電路中，MN1 連接在介于充電器/負載和電池端子之間接線的低壓側。
然而，晶體管 MP1 和 Q1 現在提供了一個檢測電路，該電路在電池反接的情況下將停用 MN1。反接電池將 MP1 的源極升舉至高于其連接至充電器正端子的柵極。接著，MP1 的漏極通過 R1 將電流輸送至 Q1 的基極。
然后，Q1 將 MN1 的柵極分流至地，防止充電電流在 MN1 中流動。R1 負責控制在反向檢測期間流到 Q1 的基極電流，而 R2 則在正常操作中為 Q1 的基極提供泄放。R3 賦予了 Q1 將 MN1 的柵極拉至地電位的權限。R3/R4 分壓器限制 MN1 柵極上的電壓，這樣柵極電壓在反向電池熱插拔期間不必下降那么多。
最壞情況是電池充電器已經處于運行狀態、產生其恒定電壓電平，附聯了一個反接電池時。在這種情況下，必需盡可能快地關斷 MN1，以限制消耗高功率的時間。
該電路帶有 R3 和 R4 的這一特殊版本最適合 12V 鉛酸電池應用，但是在單節和兩節鋰離子電池產品等較低電壓應用中，可以免除 R4。
電容器 C1 提供了一個超快速充電泵，以在反向電池附聯期間下拉 MN1 的柵極電平。對于最差情形 (附聯一個反向電池時充電器已使能的狀況再次出現)，C1 非常有用。
該電路的缺點是需要額外的組件，R3/R4 分壓器在電池上產生了一個雖然很小、但卻是持續的負載。
此類組件大多是纖巧的。MP1 和 Q1 不是功率器件，而且通常可采用 SOT23-3、SC70-3 或更小的封裝。MN1 應具有非常優良的導電性，因為它是傳輸器件，但是尺寸不必很大。
由于它在深三極管區工作，并且得到了大幅的柵極強化，因此其功耗即使對于導電性中等的器件來說也很低。例如，100m? 以下的晶體管也經常采用 SOT23-3 封裝。
不過，采用一個小傳輸晶體管的缺點是：與電池充電器串聯的額外阻抗延長了恒定電壓充電階段的充電時間。例如，如果電池及其配線具有 100m? 的等效串聯電阻，并且采用了一個 100m? 的隔離晶體管，那么恒定電壓充電階段中的充電時間將加倍。
MP1 和 Q1 組成的檢測和停用電路停用MN1 的速度不是特別快，而且它們無須如此。雖然 MN1 在反向電池附聯期間產生高功耗，但是關斷電路只需“在最后”斷開 MN1 連接。
它必需在 MN1 升溫幅度大到導致受損之前斷開 MN1 連接。幾十微秒的斷開連接時間可能比較適合。
另一方面，在反接電池有機會將充電器和負載電壓拉至負值之前停用 MN1 至關重要，因而需要采用 C1。基本上，該電路具有一條 AC 和一條 DC 停用路徑。
用一個鉛酸電池和 LTC4015 電池充電器對此電路進行了測試。如圖5所示，當反向電池熱插拔時電池充電器處于 OFF 狀態。反向電壓不會被傳送至充電器和負載。
值得注意的是，MN1 需要一個等于電池電壓的 VDS 額定值和一個等于 1/2 電池電壓的 VGS 額定值。MP1 需要一個等于電池電壓的 VDS 和 VGS 額定值。
圖6顯示了一種更加嚴重的情況，就是在反向電池進行熱插拔時電池充電器已處于正常運行狀態。電池反接將下拉充電器側電壓，直到檢測和保護電路使其脫離運行狀態，從而讓充電器安全返回至其恒定電壓電平。
動態特性將因應用而異，而電池充電器上的電容將對最終結果起到很大的作用。在該測試中，電池充電器兼具一個高 Q 值陶瓷電容器和一個 Q 值較低的聚合物電容器。
總之，建議在電池充電器上采用鋁聚合物電容器和鋁電解電容器，以改善正常的正向電池熱插拔期間的性能。由于極度的非線性，純陶瓷電容器會在熱插拔期間產生過高的過沖，背后的原因是：當電壓從 0V 升至額定電壓時，其電容的降幅可達驚人的 80%。
這種非線性在低電壓條件下激發高電流的流動，而當電壓上升時則使電容快速遞減;這是一種導致非常高電壓過沖的致命組合。憑經驗，一個陶瓷電容器與一個較低 Q 值、電壓穩定的鋁電容器甚至鉭電容器的組合似乎是最穩健的組合形式。
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